内置振荡器的失真度计设计报告 本文关键词：振荡器，报告，失真度，设计
内置振荡器的失真度计设计报告 本文简介：内置振荡器的失真度计设计报告制作人：2015.03.06目录一、任务要求·····································Ⅱ二、方案论证·····································Ⅱ三、电路设计··························
内置振荡器的失真度计设计报告 本文内容：
内置振荡器的失真度计
设计报告
制作人：
2015.03.06
目录
一、任务要求·····································Ⅱ
二、方案论证·····································Ⅱ
三、电路设计·····································Ⅲ
正弦振荡器的设计··························Ⅲ
失真度计的设计····························Ⅵ
四、电路图·······································Ⅹ
在音频放大器的各种特性中，失真度是最为基本的特性之一。我们将以简单的电路实现为主，进行失真度计的设计。所设计的简单失真度计用于测试音频放大器的失真，由于失真度计一定是同振荡器成对比使用，考虑到使用的方便性，将振荡器内置在失真度计中。
使用内置振荡器的失真度计，还可以将振荡器的频率与陷波滤波器的陷波频率设定成一样。如不这样做而使用别的振荡器，则陷波滤波器的设计就会变得非常困难。
1、
任务要求
技术指标：
·工作频率：100Hz、1kHz、10kHz
·真度测量范围：0.1％—20%
·内置振荡器输出波形失真度：<0.05％
要求：
·根据设计要求规划解决方案
·设计出内置振荡器的失真度计的完整电路
·利用EDA软件对各单元电路及整体电路进行仿真
·完成失真度计的制作与调试
·使用失真度计测试音频放大器的失真
2、
方案论证
本机器与音频电压表配合使用。其内部包括内置振荡器和失真度计两个部分。
内置的振荡器是一个正弦振荡器，产生低失真的正弦输出信号，为被测放大器提供输入激励信号。失真度计接收放大器的输出，与音频电压表配合，测量信号的内置振荡器的振荡频率被设置为与失真度计内部的陷波器的陷波频率完全一致。
内置的振荡器可做成能进行100Hz/1kHz/10kHz三种频率的切换；用电位器进行输出电平的调整，然后通过缓冲放大器进行输出。
振荡器输出的信号被输入到被测放大器中。
被测放大器的输出信号被输入到失真度计中。输入到失真度计的信号首先调整输入电平，经输入放大器进行20dB的放大后，用陷波滤波器将基波去除掉(陷波器的中心频率与振荡器的振荡频率相同)，对其余谐波进行20dB的放大。
通常在进行测量时，失真度较小，可能只有1
%左右。由于陷波滤波器的输出比起输入来是相当小的，所以使得陷波滤波器本身具有20dB的增益，并且使输出放大器也具有40dB的增益。
如果失真率较大，陷波滤波器的输出就变大，这时就需要通过衰减器(ATT)对它进行衰减。衰减率做成能进行0/-20/-40dB的切换，这就成为失真度量程转换。
失真度是用输出放大器输出的信号与陷波滤波器之前包含有基波的信号的幅度之比求得。
如果陷波滤波器的增益为A1(倍)，
ATT的衰减率为Att
(倍)，输出放大器的增益为A2(倍)，假设输入放大器的输出为V1，输出放大器的输出为V2，则失真度THD
(％)为：
3、
电路设计
1、
正弦振荡器的设计
振荡电路要求低失真度、稳定，并能切换振荡频率。正弦波振荡器各种各样，这里采用容易实现、简单可靠、且低失真度的文氏电桥型振荡电路。
（1）
电路原理
由接到OP放大器同相输入端的RC串并联选频网络决定振荡频率；由接到OP放大器同相输入端的反馈网络（Rf
和Rs）来满足振荡条件。持续振荡的条件是将由运放和负反馈环节组成的同相比例放大器的增益保持为3。如果比3小，则振荡停止；如果比3大，则振幅增大而发生削波。保持准确的振荡条件是困难的，所以设有振幅探测电路，由该电路来控制Rs。
（2）
实际电路
振荡器的振荡频率由RC串并联网络决定，由波段开关S1来切换。由振幅探测电路控制负反馈网络中的可变电阻电路来满足振荡条件。为了获取低失真化，振幅探测电路的输出电压的波纹必须做得很小。在这里的振幅探测电路采用了简单的全波整流电路。可变电阻电路，利用的是结
型场效应管FET1漏-源间的电阻rDS。
（3）
元件选取与计算
·OP放大器的选取
因为即使在10kHz也要能振荡，所以需要选用带宽较宽的OP放大器。在此决定选用FET输入型的低噪声OP放大器TL072。在本机的设计中，其余的OP放大器也同样选用TL072。
·RC串并联网络
设定的频率为100Hz
/1kHz
/10kHz，取R4=16kΩ，可得：
R4=16kΩ
C1=C4=0.1μF
C2=C5=0.01μF
C3=C6=0.001μF
VR1
～VR3是频率调整用的半固定电阻，是使频率与陷波滤波器频率相一致的半固定电阻，它采用易于调整的、且稳定性良好的多旋转型电位器。考虑到陷波滤波器频率的分散性，取：
R1=R2=R3=12kΩ
VR1=VR2=VR3=10kΩ
R4=16kΩ
C1=C4=0.1μF
C2=C5=0.01μF
C3=C6=0.001μF
R1=R2=R3=12kΩ
VR1=VR2=VR3=10kΩ
由于这些元件决定振荡频率，所以会有精度的要求。R1～R4使用精度优于±2％（G档）的金属膜电阻，C1～C6使用精度优于±5％（J档）的聚乙烯薄膜电容。
·关于R5和R6
在文氏电桥振荡电路中，RC串并联网络作为正反馈网络，其反馈系数为1/3。为此，要满足振荡条件，由运放和负反馈环节组成的同相比例放大器的增益应保持为3。如设
FETl
的漏-源间电阻
为rDS，则必然有：R5=2(
R6+
rDS)。由于FETl
的漏-源间电阻rDS是在易于控制的几百欧至几十千欧范围内假设rDS为1
kΩ左右，则可以取：
R5=10kΩ，R6=3.9kΩ
·振幅探测电路
A1b、D1、D2和R9～R11，是简易全波整流电路，其后接是滤波电路。设二极管的正向电压为VF，由于D1和D2的作用，当A1a的输出在-VF～+VF的范围时A1b的输出就为0。但是A1a的输出大于+VF时，A1b作为增益为R10
/R9的反转放大器；在A1a的输出小于-VF时，A1b作为增益为1的电压输出器。结果A1b的输出端出现负的全波整流波形。对它作进一步负的峰值检波，就得到直流电压。
R9，R10和R11
:由于A1a的输出为负时的增益是1，所以必须使此时增益为-1，为此取R9=R10=20kΩ。同时也取R11=20kΩ。
D1，D2和D3
:由于这里所处理的信号幅度较大，所以VF没有必要特别小，故而采用小信号二极管1S1588。
R12和C8
:该时间常数越大，失真度就越小，但太大也有副作用。里取经验值1SEC，所以取R12=
1MΩ，C8=1μF。
·可变电阻电路
该电路是利用FET的rDS由栅电压进行调节的电路。从漏极将交流反馈到栅极，是为了减小失真度，并使之稳定地进行工作。
R7和R8通常使用100
kΩ，这里就取R7=R8=
100
kΩ。
另外C7和R7的特征频率也必须远低于最低振荡频率(100Hz)。
如设它为1H
z则C7为：
由此，取C7=2.2μF。
（4）
输出电平调整与输出缓冲放大器
这部分的电路如图所示。VR4是内置振荡器的输出电平调整，A2a构成输出缓冲器。
由于VR4和R13成为A1a的负载，所以选取在10kΩ以上的值，在这里取为：
VR4=50kΩ，R13=100kΩ
没有R13本来也是可以的，它是为了防止由于某些原因A2a的IN+端头成为开路而设的电阻。R14是为了防止在接有电容性负载(屏蔽线等)时产生振荡而用的电阻，需要几十欧至几千欧。在这里取与一般的振荡器输出电阻600Ω相近的值620Ω。
2、
失真度计的设计
（1）
输入电平调整与输入放大器
这部分的电路如图所示。
其作用是将输入信号调整到适当电平。输入放大器的增益越大，就越能测量到很小的信号。但是如果处理信号太小，则会产生由于交流声(交流声：由AC220V产生的线噪声，频率为50Hz)而带来的烦恼。在这里将输入放大器的增益设定为20dB。
·
元件选取与计算
VR5与R15
：
失真度计的输入电阻与VR5
的位置有关，最大等于VR5，最小为VR5//R15。为了不影响被测系统，输入电阻尽可能的大些为好，但是输入电阻一增大，就易检测到噪声。
在此取为VR5=100kΩ，R15=1MΩ。
R16，R17和C9
：为了使输入放大器的增益为20dB(10倍)，必须使R16/R17
=9，
取R16=27kΩ，R17=3kΩ。输入信号频率最低时也为100Hz，所以如设放大器的下限截止频率为20H
z，则C9为：
由此，取C9=3.3μF或更大。
（2）
陷波滤波器
陷波器的作用是去除信号中的基波。
·
电路原理
双T电路本身具有陷波特性，由低通滤波器和高通滤波器并联构成。由于低通电路和高通电路均由三个元件构成英文字母T，故称之为双T电路，也称为双T电桥或者是双T网络。直接采用双T电路，Q
=
0.25
则太低。为了提高Q，通过Ab为双T电桥加上反馈。由此，Q
增加
1/(1-β)倍。
·实际电路
实际电路如图所示。
根据频率的情况，通过波段开关对3个双T电路进行切换，考虑到RC元件的分散度，还把相当于Rc的电阻做成能够调整。另外，为了在这一级获得20
dB的增益，A4a不是电压输出器而是做成了非反向放大器。
·元件选取与计算
双T电路
：
R21～R23，VR7和C13～C15(f0=1kHz)
R24～R26，VR8和C16～C18(f0=10kHz)
从同样的考虑出发，仅将电容的容量取为1/10或1/100。因此取
R21=R22=R24=R25=16kΩ
R23=R26=6.2kΩ
VR7=VR8=5kΩ
C13=C14=0.01μF，C15=0.02μF
C16=C17=0.001μF，C18=
0.002μF
R27
～R29的计算
：
为了使A4a能够以增益为20dB(10倍)的非反转放大器进行工作，必须满足：
为满足上述2个式子，而且如果要将串联电阻选择为几十千欧的组合，则可以选R27
=27kΩ，R28=300Ω，R29=2.7kΩ。
因为非反转放大器的增益误差是直接与测量误差相关联的，所以这些电阻也采用±2％以下的金属膜电阻。
（3）量程切换与输出放大器
·量程切换电路(R30～R31)
考虑到失真度的实用性，其量程取0.1/1.0/10％的3个不同的量程。陷波滤波器有20dB的增益，后面的输出放大器有40
dB的增益，所以，如在此没有使信号衰减，则只有0.1％的量程。若信号衰减1/10/100，则分别有0.1/1.0/10％的量程。即通过切换开关，将信号变换到1、1/10、1/100倍就可以，所以设R30:R31:R32
=90:9:1即可。由此，取R30
=27kΩ，R31
=2.7kΩ，R32=300Ω。这些电阻的值与测量误差相关联，所以也使用误差在±2％以下的金属膜电阻。
·
输出放大器
我们知道陷波滤波器的输出是将基波去除，通常电平是非常低的。为此，对它进行放大的是输出放大器。由于陷波滤波器具有20dB的增益，为了得到0.1％的量程，则要使放大器具有40dB的增益
。
R33与C19的选取与计算：R33是给OP放大器加偏置的电阻，由于该值成为输出放大器的输入电阻，所以这里取100kΩ。如果设低频截止频率为20Hz，则C19为：
由此，取C19=0.082μF或更常用的0.1μF。
R34、R35与R36的选取：由于想获得40dB的增益，所以：
可以取R34=47kΩ，R35=470Ω，这样放大倍数不是100而是101，但考虑到OP放大器的开环增益不是无限大以及电阻的误差等因素，这已是足够好的情况。另外，这里也使用精度在±2％以下的金属膜电阻。R36起着与R14一样的作用，所以与R14一样也取为620Ω。
C20与C21的计算：设低频截止频率为20Hz，则C20为：
由此，取C20=22μF或更大。C21是为了降低不需要高频并预防放大器自激用的电容。如设高频截止频率为40kHz，这样对10kHz失真度测量时，对2次和3次谐波的影响不太大，则C21为
：
由此，取C21=82pF或稍小。
4、
电路图
XI
篇2：本地振荡器设计实验报告通信电路
本地振荡器设计实验报告通信电路 本文关键词：振荡器，电路，实验，通信，报告
本地振荡器设计实验报告通信电路 本文简介：通信电路实验报告报告内容：第一部分预习报告附:原始数据记录第二部分终结报告第三部分联调报告第四部分实验总结王璟2001010224无322007.06.28第一部分预习报告【实验目的】1、掌握晶体振荡器的设计方法。2、培养设计、制作、调测振荡器的能力。3、学会对电路性能进行研究。【设计要求】1、设计
本地振荡器设计实验报告通信电路 本文内容：
通信电路实验报告
报告内容：
第一部分
预习报告
附:
原始数据记录
第二部分
终结报告
第三部分
联调报告
第四部分
实验总结
王璟
2001010224
无32
2007.06.28
第一部分
预习报告
【实验目的】
1、掌握晶体振荡器的设计方法。
2、培养设计、制作、调测振荡器的能力。
3、学会对电路性能进行研究。
【设计要求】
1、
设计一个串联型晶体振荡器（克拉泼或西勒电路），工作频率在14MHz左右，本实验所选晶体为14.31818MHz；
2、
振荡器的工作点连续可调，调节范围满足：0.5mA=800mV。
【实验原理】
1、晶体振荡器原理
利用石英晶体的压电和反压电效应对正弦振荡频率进行控制的振荡器，频率稳定度和准确度很高。频率稳定度可以比较容易地实现10-4~10-6。
利用石英晶片压电效应制成的谐振器件，振荡器的振荡频率就被控制和稳定在石英片的机械振动频率上，稳频度可以达到10-5以上。晶体振荡具有多谐性，除了基频振动外，还有奇次谐波的泛音振动。
2、晶体振荡电路
、并联型晶体振荡电路：
电路中晶体代替三点式振荡器中的电感；晶体在振荡环路中起高Q电感器的作用。如：
、串联型晶体振荡电路：
电路中晶体起高Q短路器的作用。
电路的结构图
等效电路图
、泛音晶体振荡器：
20MHz以上的更高的工作频率时，一般均采用泛音晶体，泛音次数通常选为3～7次泛音。振荡环路中必须包含两个振荡回路：其中一个作为放大器的选择性负载，即作泛音选择电路，该电路仅在所限定的泛音振荡频率上符合振荡的相位（或振幅）平衡条件。泛音选择电路设计在n次泛音和（n-2）次泛音之间。
【实验电路设计】
晶体振荡电路有两种实现形式，即串联型和并联型。在串联晶振电路中，晶体起着高Q短路器的作用；而在并联晶振电路中，晶体起着高Q电感器的作用。本实验采用了前一形式的电路，原因在于串联晶振电路的工作点可方便地由分压电路来调节，且其起振调节比较方便。可先将晶体短路后将三点式振荡电路调谐在晶体的串联谐振频率点上，然后将晶体接入电路即可。
具体电路如下：
电路的工作原理叙述如下：整个电路是一个共基接法的反馈振荡电路，晶振在其中当高Q短路器的作用。电阻R4和R3用来调整晶体管的直流工作点，使其工作在放大的状态。C3是旁路电容。交流情况下，电容C0、C1、C2和电感L1构成三点式振荡器的振荡环路，晶体在振荡频率上相当于短路线，把输出返回到输入。整个电路的交流等效电路如下：
总的电容值
得到理论上的振荡频率：
可以通过微调L1，使其谐振在14.318MHz上。
第二部分
终结报告
【实验数据整理及结果分析】
1．
测出工作点的变化范围，研究工作点变化对振荡频率及振荡幅度的影响，找出最佳工作点。
调节变阻器，改变三极管基极电位，
其中，RE＝1KΩ，IE＝VE/RE，C1/C2=220/330（为合适反馈系数），对不同工作点对应的振荡幅度、振荡频率进行比较如下：
VE（V）
0.75
1.62
3.21
3.81
4.90
5.20
5.50
5.70
IE（mA）
0.75
1.62
3.21
3.81
4.90
5.20
5.50
5.70
Vopp（V）
0.3
0.8
1.50
1.70
2.05
1.4
0.75
－
fo(MHz)
14.3139
14.3139
14.3140
14.3140
14.3140
14.3140
14.3140
－
振荡状态
起振
－
－
合适
最大
不失真
－
－
停振
（1）对振荡幅度的影响
由数据可知，晶体振荡器工作时有一个最佳工作点，此处最佳的合适工作点IEopt=3.81mA；在此工作点处电路的输出幅度达到最大。当实际工作点偏离此最佳工作点时，输出电压幅度将下降。偏离得较多时，还可能引起电路不振荡。
三极管基极电位升高后，基极电流增大，动态电阻变小，放大系数A增大，平衡点右移，振荡幅度增大。
当工作点增大到一定值时，再继续增大工作点就会使晶体管进入饱和区了。因此即使当此时晶体管的输出幅度继续增大它的波形也不标准，而且波峰会出现稍稍内陷的现象。
（2）对振荡频率影响的数据分析
由上表可以看出，振荡频率随工作点基本不变化。由起振时的振荡频率和最佳工作点的振荡频率均为14.3139～14.3140MHz可知，振荡电路的振荡频率十分稳定，保持在14MHz附近基本不变，这是因为晶体具有很大的等效电感和很小的等效电容及损耗电阻，从而使得晶体的Q值很高，选择性很好，因此外界元件与其相连接时，对石英谐振器的固有谐振特性的影响是十分微弱的，这就是为什么晶体振荡电路如此稳定的原因。
由于直流工作点变化，晶体管的结电容会发生变化，从而造成电路输入输出电容的变化。但由于晶体振荡器的振荡回路结构特殊，输入输出电容变化对振荡频率的影响可以忽略。
2．
研究反馈系数大小对振荡器振荡幅度的影响。
其中IE=IEopt=3.81mA，为使比较更合理，这里C1值固定为220pF，通过改变C2改变反馈系数。由此对不同反馈系数F对应的振荡幅度进行比较如下：
C1(pF)
220
220
220
220
220
220
C2(pF)
220
330
390
470
560
820
F(反馈系数)
0.50
0.40
0.36
0.32
0.28
0.21
Vopp(V)
1.21
1.70
1.54
1.40
0.95
停振
数据分析：
实验电路采取共基接法，反馈系数为射基电压比上集基电压：
理论上来说，当取比较适中的反馈系数F时，只需要较小的射极电压VEQ即能够使电路起振，也就是存在电路最容易起振的点，这是符合理论的，因为从通信电路原理中可知，当反馈系数过小时，反馈不足，回路能量的补充不足以弥补回路的损耗，使振荡最终不能建立；反馈系数过大，输入回路和输出回路耦合太紧，使电感Q值降低，增益减小，环路负担过重，振荡也难以发生，因而必然存在最合适的反馈系数F，使电路最容易起振。
从数据上可以看出：反馈系数的不同将会导致输出电压幅度的不同，但有一个最佳点。在F=0.4附近，输出电压幅度达到最大值。F继续增大时，输出电压减小；F减小时，输出电压幅度也会下降。这就验证了电路是存在一个最佳反馈系数F的。
3．
研究反馈系数不变，反馈元件值大小对振荡器振荡频率和振荡幅度的影响。
其中IE=IEopt=3.81mA，为便于固定反馈系数，研究反馈元件值变化时的振荡性能，取反馈电容C1=C2=C(电容值)，即固定反馈系数为F=0.5。由此对不同反馈电容值C对应的振荡频率和振荡幅度进行比较如下：
C1=C2=C(pF)
180
220
240
270
290
300
fo(MHz)
14.3148
14.3145
14.3142
14.3140
14.3139
14.3138
Vopp(V)
0.885
1.21
1.30
1.05
0.810
0.775
（1）反馈元件值对振荡频率的影响：
当电容变大时，振荡频率也相应降低，但是变化的极为有限。
因为当反馈电容C1、C2增大时，将会增大，从而导致回路振荡频率的降低。这一点和我们的实验数据是相符的（请见上面表格）。但是，C0远小于C1、C2，故C1、C2的变化对频率影响极为有限。
（2）反馈元件值对振荡幅度的影响：
当反馈元件增大时，输出电压幅度总的来说呈下降趋势。这是因为，反馈元件值越大，则落在电容C0上的电压增大，而分配在C1与C2上的电压减小，使得反馈量变小，从而使输出电压幅度减小。
综上所述，输出电压幅度随反馈元件总体下降趋势，但如元件值过小那么输出幅度也会下降，也就是存在着一个合适点。
4．
研究负载阻抗变化对振荡器振荡频率和振荡幅度的影响。
其中IE=IEopt=3.81mA
(1)
纯阻负载
对负载为纯阻时，不同阻值RL对应的振荡频率和振荡幅度进行比较如下：
RL
(kΩ)
0.51
1
5.1
10
fo(MHz)
14.3139
14.3139
14.3139
14.3139
Vopp(V)
1.46
1.70
1.85
1.90
可见，随着纯阻负载值的增加，振荡频率基本不变，但振荡幅度呈增加趋势，因为增加负载电阻值可以增加回路的Q值。
(2)
带容性负载
当振荡器带容性负载时，为研究其带容性负载的能力，对负载阻抗的电阻部分固定为RL=5.1kΩ，改变所带容性负载CL的容抗值，对相应的振荡频率和振荡幅度进行比较如下：
CL
(pF)
27
36
47
fo(MHz)
14.3138
14.3137
14.3135
Vopp(V)
1.62
1.52
1.12
可见，容抗值增加将使振荡频率下降而发生偏移，这点很容易理解，因为负载电容相当于并在了电感的两端，它会使回路的谐振频率发生偏移。负载电容增大到一定值之后，回路谐振频率偏离晶体的串联谐振频率较远，电路有可能根本不起振。可以采取互感耦合输出来减弱负载电容的影响，将会使电路的带负载能力得到增强。
第三部分
联调报告
【联调过程】
1．各单元参数设置
高放工作中心频率：16.455MHz
本振频率：14.310MHz
中频频率：2.145MHz
2．联调结果：
设置调制频率（KHz）
1.45
1.70
2.03
3.10
4.09
实测解调频率（KHz）
1.451
1.701
2.028
3.09
4.10
具体运行界面如下：
当设置频偏为1.45kHz时，实测界面如下：
当设置频偏为1.70kHz时，实测界面如下：
当设置频偏为2.03kHz时，实测界面如下：
当设置频偏为3.10kHz时，实测界面如下：
当设置频偏为4.09kHz时，实测界面如下：
3．联调中的主要问题及调试
各单元电路连接后，输出波形异常。经过研究，由于正交鉴相器的中心频率采用参考值2.455MHZ，与实际中频频率2.145MHZ有差距，所以不能实现正确解调。然后，针对第四个单元电路进行调试，使其中心频率为2.145MHZ左右。再次进行联调，结果正确。
第四部分
实验总结
本次实验设计的晶体振荡器工作在14MHz，采用晶体串联连接方式以方便实验时进行工作点的调节。由于属于高频振荡电路，因此分布参数的影响很大。实际在插电路板时，电线、电阻、电容等元件都紧贴着电路板，线与线之间不交叉，以尽量减少分布电容和分布电感对电路性能的影响。
本次实验经历了一些波折，前后两次对电路进行了修改。究其原因，还是在电路设计之初没有从理论上对电路进行仔细的研究。通过实验，对振荡电路的实现形式、振荡条件等都有了更深刻的理解。通过不断的设计—修改—思考、请教老师－修改，对电路设计中需要注意的问题有了深刻的印象。比如说：晶体振荡电路中一定要保证电感的高Q性能，这就要求负载，三极管集电极限流电阻等均不会对电感的Q造成影响。实际上，本实验就由于此而导致振荡电路两次出现问题。电路的工作点一定要调好，工作点不正确将会导致电路不发生振荡。在保证电路振荡的情况下来调节工作点和反馈系数使电路处于最佳状态等。
电路模拟的结果和实际测量有很大的出入。模拟时电路的输出振荡幅度一直上不去；而在实际中，输出电压的幅度到达3V。故不可过分依赖软件的模拟结果，而应从中研究电路的参数变化对电路性能的影响；并不需要十分精确，只需要了解其趋势即可。
本次实验的联调部分总体做得很顺利，通过联调，对整个通信系统的设计有了一个更宏观的认识。
总体而言，本次实验收获很大。对上学期学习的高频振荡电路有了一次直观的经历。在电路的设计修改过程中，由于不断的思考和总结，对相关知识有了更深入的理解。同时，实践与理论存在一定的差距。用理论来指导实践；用实践来深化理论。本次实验，在学习理论知识时一些没有注意的细节问题在此处被凸现了出来。理论与实践相结合才能考察自己的哪部分内容理解正确，哪部分内容理解错误，才能使学到的知识更加牢靠。
篇3：压控振荡器(方案一)
压控振荡器(方案一) 本文关键词：振荡器，方案
压控振荡器(方案一) 本文简介：3．15压控振荡器(方案一)一.实验目的1.了解压控振荡器的组成、工作原理。2.进一步掌握三角波、方波与压控振荡器之间的关系。3.掌握压控振荡器的基本参数指标及测试方法。二.设计原理电压控制振荡器简称为压控振荡器，通常由VCO(VoltageControlledOscillator)表示。是一种将电
压控振荡器(方案一) 本文内容：
3．15
压控振荡器(方案一)
一.
实验目的
1.
了解压控振荡器的组成、工作原理。
2.
进一步掌握三角波、方波与压控振荡器之间的关系。
3.
掌握压控振荡器的基本参数指标及测试方法。
二.
设计原理
电压控制振荡器简称为压控振荡器，通常由VCO(Voltage
Controlled
Oscillator)表示。是一种将电平变换为相应频率的脉冲变换电路，或者说是输出脉冲频率与输入信号电平成比例的电路。它被广泛地应用在自动控制，自动测量与检测等技术领域。
压控振荡器的控制电压可以有不同的输入方式。如用直流电压作为控制电压，电路可制成频率调节十分方便的信号源；用正弦电压作为控制电压，电路就成为调频振荡器；而用锯齿电压作为控制电压，电路将成为扫频振荡器。
压控振荡器由控制部分、方波、三角波发生器组成框图如下：
1.
方波、三角波发生器
我们知道，方波的产生有很多种方法，而用运算放大器的非线性应用电路---电压比较器是一种产生方波的最简单的电路之一。而三角波可以通过方波信号积分得到。电路如图3-15-2所示：
设t=0,Uc=0,Uo1=+Uz,则Uo=-Uc=0,运放A1的同相端对地电压为：
=3-15-1
此时，Uo1通过R向C恒流充电，Uc线性上升，Uo线性下降，则U+’下降，由于运放反相端接地，因此当U+’下降略小于0时，A1翻转，Uo1跳变为-Uz见图3-15-2中t=t1时的波形。根据式3-15-1可知，此时Uo略小于-R1×U2/R2。
在t=t1时，Uc=-Uo=R1×U2/R2,Uo1=-Uz.运放A1的同相端对地电压为：
此时，电容C恒流放电，Uc线性下降，Uo线性上升,则U+’也上升。当U+’上升到略大于0时，A1翻转，Uo跳变为Uz，如此周而复始，就可在Uo端输出幅度为R1×U2/R2的三角波。同时在Uo1端得到幅度为Uz的方波。
在图3-15-3中，t1～t2期间，电容C上的电压变化量为
放电时间T1=t2-t1=
t2～t3期间，电容C恒流充电，同理可得放电时间T2=t3-t2，与充电为Rc成正比T2=2
T=T1+T2=
3-15-2
f=
2．锯齿波
若上升时间与下降时间不同，一般下降时间远小于上升时间，如图3-15-4
只要R4远小于R，就可得到如图所示的锯齿波
3．压控振荡器
（1）
工作原理
如前所述三角波发生器的振荡频率与积分器的电容充放电时间有关。而充放电时间与放电电流大小有关，ic=±Uz/R,因此改变Uz大小可以调节振荡频率。假如积分器的输入端不与迟滞比较器的输出端相连，开关的另两个触点分别与±Ui之间的转接是受控于迟滞比较器的输出电压，当其输出电压为-Uz，则开关S接向+Ui。此时积分器输出的三角波，迟滞比较器输出方波的频率均受输入电压Ui
的控制。典型电路如图3-15-7
由图3-15-7可知，如果除去D3、D4左边的部分，则图中A1、A2构成的为一方波-三角波产生电路。由于电路中电容C的充放电时间相等，因此求出电容C
的放电时间即可得到电路的振荡周期，从而得到振荡频率。电容的放电电流为ic=-Ui/R,在t1～t2放电期间，电容上的电压变化量为
，由此可得放电时间T1=t2-
t1为：3-15-3
因此电路的振荡周期为：
3-15-4
相应的振荡频率为；3-15-5
由上式可知，Ui改变时，f随Ui的改变而成正比例地变化，但不影响三角波和方波的幅值。如果Ui为直流电压，则电路振荡频率的调节十分容易；当Ui的频率远小于f的正弦信号，则压控振荡器就成为调频振荡器，它能输出抗干扰能力很强的调频波。
图中A3,Au是两个互相串联的反相器，它们的输出电压相等，相位相反，即有Uo4=-Uo3=Ui图中D2、D4状态受A2输出控制，当A2输出高电位时，其值大于Uo4(ui),D3截止,D4导通，积分器A1对Uo4(ui)积分。反之，当A2输出为低电位时，其值小于Uo3(-ui),则D3导通,D4截止，积分器A1对Uo3(-ui)积分。D3、D4在电路中起一个开关的作用。
方波输出幅值为±Uz，三角波输出幅度3-15-6
当改变控制电压Ui时，三角波将上升，下降的斜率随之变化，即振荡频率随之变化，从而实现电压控制振荡频率的目的。
由图可知：3-15-7
即振荡频率3-15-8
（2）。参数确定与元件选择
1）。确定积分时间常数R、C
由式(3-15-8)可知，振荡频率f与积分电容C、积分电阻R的取值有关，当电容C或电阻R
增大时，振荡频率f将随之减小。
在进行电路设计时，我们可以先设定一个C值，然后再选取R.
2)。确定正反馈回路电阻R1、R2
由式(3-15-6)和(3-15-8)
可知，正反馈回路电阻R1与R2的取值不但与输出三角波的峰值有关，而且与振荡频率的大小有关。因此在选取R1、R2的阻值时，应同时兼顾二方面的因素；首先根据设计所要求的三角波的输出幅度和运算放大器的最大输出电压Uom由式(3-15-6)式确定R1/R2的比值，然后再选定R1和R2,最后应将各参数的设定值代入(3-15-8),复算是否满足设计要求。
3）。
R6、R7、R8的确定
由于A3、A4为反相器，故R6=R7=R8/2.
三．设计任务
1．
设计一压控振荡器
可控电压范围0～10V，频率200Hz～10kHz.
方波Vom=±6V.
三角波Vom=±3V.
2．
提高题
若在上题基础上，需输出一正弦波，频率范围，输出电压大小与三角波相同。
四．实验步骤
1．根据设计电路，连接好元器件。
2．示波器观察输出波形，并调节输入信号，输出信号频率应随输入信号的变化而变化。
3．
自拟输入电压测试点，记录对应输出波形频率、幅度。
五．实验报告要求
1．
绘出实验电路图。简要叙述电路工作原理。
2．
整理实验数据，并对实验数据进行误差分析。
3．
绘出实验电压/频率特性曲线。
4．
总结实验过程中的失误与经验。
五．思考题
1．
若控制电压0～5V间变化，输出电压f=200Hz～10kHz电路如何调节？
2．
输出频率能否调得过低（如零伏）？
六．实验设备及元器件
仪器
双踪示波器
一台
直流稳压电源
一台
三用表
一只
元器件
通用运算放大器
2只
8V稳压管
2只
电阻、电容
若干